Zum Connecten eines DX-Clusters, einer Conversrunde oder einer Mailbox mit einem ASCII-Terminal reichen die derzeit verwendeten Übertragungsgeschwindigkeiten meistens aus. Doch für viele denkbare neue Anwendungen sind auch 9600 Baud Einstiege um den Faktor 10 zu langsam.
Beispielhaft für solche Anwendungen seien hier Mailboxen mit HTML-Oberfläche, digitale Sprachübertragung oder auch Echtzeit Bildübertragung mit ISDN-Qualität genannt. Der Aufbau von Linkstrecken, die diesen Anforderungen genügen, schreitet bereits voran. Was bisher noch gänzlich fehlt, sind leistungsfähige Benutzerzugänge.
Die S/E - Umschaltzeit soll kleiner 1ms sein, um die Vorteile der hohen Übertragungsgeschwindigkeit nicht wieder durch lange TX-Delay Zeiten zu verschenken.
Wenn mit 9600 Baud Einstiegen vergleichbare Einzugsgebiete erreicht werden sollen, muß wegen der größeren Bandbreite das S/N am Empfänger um ca. 10dB höher liegen. Dies kann durch Erhöhung der Sendeleistung um 10dB oder durch die Verwendung von Richtantennen erreicht werden. (Wegen der höheren Datenrate wirken sich Echos durch Mehrwegeempfang stärker aus und die Verwendung von Richtantennen wird daher ohnehin meistens nötig sein. Wegen des Duplexbetriebes auf nur einem Kanal werden die Digipeater geographisch nahe zusammen liegen. Auch aus diesem Grunde ist eine möglichst geringe Leistung und die Verwendung von Richtantennen beim User wünschenswert). Da hier noch keinerlei Erfahrungen vorliegen, werden die ersten Versuche mit ca. 20W Ausgangsleistung erfolgen. Eine weitere Endstufe mit 1 bis 2W Sendeleistung ist geplant.
Der Transceiver sollte daher folgenden Anforderungen genügen:
Bandbreite | 200kHz |
Modulationsart | FSK |
Baudrate | 76k8 bis 115k2 |
Modulationsbandbreite | 100Hz - 120kHz |
S/E-Umschaltzeit | <1ms |
Kanäle | 1, umschaltbar für Digi oder User |
HF-Ausgangsleistung | 20W, (evtl. reduzierbar auf 1-2W) |
Betriebsspannung | 12V |
Eine andere Möglichkeit, ein FSK Signal zu erzeugen, ist die Modulation eines VCO, der mit einer langsamen PLL stabilisiert wird. Hierbei können aber nur Frequenzen aufmoduliert werden, die über der Frequenz des Schleifenfilters der PLL liegen. Tiefere Frequenzen werden von der PLL einfach ausgeregelt. Andererseits muß die Frequenz des Schleifenfilters für kleine S/E - Umschaltzeiten möglichst hoch gewählt werden. Eine S/E - Umschaltzeit kleiner 1ms und gleichzeitig eine Modulierbarkeit bis unter 100Hz ist mit einer PLL nicht erreichbar. Als Lösung bieten sich zwei getrennte PLLs für RX und TX an. Da diese PLLs zwischen Sendung und Empfang nicht umgeschaltet werden müssen, kann die TX-PLL langsam und damit auch bei Frequenzen unter 100Hz modulierbar ausgelegt werden.
Langsame PLLs können nur temperatur- und alterungsbedingte Langzeitdriften ausgleichen. Dies erfordert Oszillatoren mit einer hohen Kurzzeitstabilität, denn sämtliche Rückwirkungen auf die Oszillatoren, die sich aus der S/E - Umschaltung ergeben, dürfen keine Frequenzänderungen hervorrufen. Daher müssen zwischen Oszillator und erster geschalteter Stufe mehrere Pufferstufen eingefügt und die Versorgungsspannungen der einzelnen Stufen möglichst gut entkoppelt werden. Dies ist mit vertretbarem Aufwand nur durch Aufteilung in 3 Baugruppen, RX, TX und PA, zu erreichen. Geschaltet wird hierbei nur die Endstufe.
Wir haben versucht, durch Verwendung von modernen Bauelementen eine hohe Nachbausicherheit bei guten technischen Daten zu erreichen. Wichtiges Ziel war hierbei eine sehr gute Groásignalfestigkeit und Selektivität, um auch an einer guten Außenantenne keine Empfangsprobleme zu bekommen. Insbesondere C-Netz Autotelefon und Intermodulationen durch starke Digipeater- oder Relaisausgaben können hier schwer zu schaffen machen.
Da möglichst auf teure Spezialquarze verzichtet werden sollte, wird für den ersten Empfangsoszillator eine PLL verwendet. Leider ist immer noch ein speziell zu schleifender Quarz nötig, um von der ersten auf die zweite ZF zu mischen. Nach einigen Problemen bei der Beschaffung geeigneter Filter, die hier die Verwendung eines Standardquarzes ermöglicht hätten, wurde dies als das kleinere šbel akzeptiert.
An den VCO angekoppelt ist eine Pufferstufe mit einem BF960, einem Dual-Gate Mosfet. Dieser wurde gewählt wegen der sehr geringen Rückwirkungen von Ausgang auf den Eingang (S12 von < -20 dB) und sorgt damit für eine gute Entkopplung zum Oszillator. Am Ausgang des BF960 steht eine Leistung von 3dBm zur Verfügung.
Nun könnte man schlußfolgern, eine weitere Transistorstufe würde für die Verstärkung auf 10dBm - die geforderte Leistung des Steuersenders - ausreichen. Würde sie auch, wenn nicht noch die Forderung nach der Frequenzstabilität des Oszillators bei Laständerung am Ausgang des Steuersenders wäre. Aus diesem Grunde folgen noch zwei weitere Pufferstufen mit je einem BFR90. Jede Stufe hat eine Verstärkung von 11dB. Um eine Ausgangsleistung von 10dBm und eine weitere Entkopplung zu erreichen sind den Verstärkerstufen noch zwei 7dB Dämpfungsglieder vorgeschaltet. Diese sorgen ganz nebenbei auch noch für eine gute Anpassung der Verstärkerstufen.
Um eine gute Entkopplung der Spannungsversorgung für die einzelnen Stufen zu erreichen, finden 3 Spannungsregler Verwendung. Ein 78L05 für die PLL und den Prozessor und je ein 78L09 für Oszillator und ersten Puffer und für die beiden BFR90.
Bei abgeschalteter PLL ist zwischen offenem Ausgang des Steuersenders und dessen Abschluß mit 50Ohm eine Frequenzänderung von deutlich unter 1kHz meßbar.
Aus Gründen der šbersteuerungsfestigkeit wollten wir für Mischer und Oszillator ein Fernsehtuner-IC einsetzen. Der in [1] verwendete TDA5030 wird inzwischen nicht mehr von Philips gefertigt. Erste Wahl wäre der TDA5630 gewesen. Leider ist dieses IC z.Z. nicht beschaffbar, so daß ein TDA5331T verwendet wird. Dieser hat einen Mischereingang mit einer Impedanz nahe 50Ohm und einen niederohmigen SAW-Filter Treiber. Beides paßt gut ins Empfängerkonzept.
Ein größeres Problem warf die Beschaffung eines geeigneten Filters für die erste ZF mit ca. 200kHz Bandbreite auf. Wir haben nach längerer Suche ein SAW-Filter mit 41.7MHz Mittenfrequenz und einer Bandbreite von 300kHz gefunden, das auch in Stückzahlen kleiner 1500 und mit Lieferzeiten unter 42 Wochen zu bekommen ist. Ein Meßprotokoll befindet sich im Anhang. Leider ist dieses Filter relativ teuer. Wir halten seinen Einsatz aber für notwendig, da die User-Empfangsfrequenz nur knapp 300kHz oberhalb der Relaisausgaben liegt.
Als Frequenz für die zweite ZF kommt wegen der benötigten großen Bandbreite 455kHz nicht in Betracht. Bei 10.7MHz stehen Keramikfilter für Rundfunkempfänger zur Verfügung, die eine passende Bandbreite haben und deren Gruppenlaufzeit für Datenanwendung ausreichend ist. Als IC für die zweite ZF wird das SA626 von Philips verwendet. Es ist für den direkten Anschluß von Keramikfiltern mit 330Ohm Impedanz vorgesehen und enthält sowohl Oszillator, Mischer als auch Begrenzerverstärker, FM-Demodulator und einen extrem schnellen RSSI (Received signal strength indicator - ein Ausgang für eine logarithmische Feldstärkeanzeige) -Ausgang. Dieser wird zusammen mit einem Komparator mit einstellbarer Schwelle auch als DCD verwendet.
Wie auch im Sender werden die einzelnen Baugruppen mit eigenen Spannungsreglern versorgt, um Verkopplungen zu vermeiden.
Durch die Verwendung von modernsten Bauelementen ist der Empfänger fast abgleichfrei. Leider mußten deshalb einige Bauelemente in SMD-Technologie eingesetzt werden, was allerdings die HF-Eigenschaften verbessert und somit zur Nachbausicherheit beiträgt.
Alle Baugruppen sollten möglichst mit doppelt geschirmtem Koaxkabel mit einander verbunden werden, um šbersprechen zu vermeiden. RG223 oder RG214 bieten sich hier an.
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